Принципы обратной моноимпульсной радилокации в задачах построения помехоустойчивых и живучих систем самонаведения

Рассмотрены принципы построения обратных моноимпульсных систем, обеспечивающих повышенную помехоустойчивость за счёт излучения суммарным и разностными каналами, а приёма одним суммарным каналом. Показано, что обратная схема построения моноимпульсного пеленгатора даёт возможность формировать приёмный суммарный канал в виде весовой суммы нескольких отдельных каналов, что обеспечивает подавление помех в главном максимуме диаграммы направленности его антенны. С другой стороны, приём одним каналом даёт возможность выделения пеленга цели относительно излучающего элемента пассивными радиолокационными средствами, не совмещенными с передатчиком.

Ключевые слова: моноимпульсная система, суммарный канал, разностный канал, зенитный ракетный комплекс, зенитная ракетная система.

В полуактивных или активных радиолокационных системах самонаведения зенитных ракетных комплексов (ЗРК) и систем (ЗРС) средней и большой дальности действия величина ошибок измерения координат и параметров цели уменьшается с сокращением расстояния между ракетой и целью. Независимо от принципа построения системы самонаведения – система самонаведения в чистом виде или комбинация системы самонаведения и командной радиолинии управления (сопровождение цели через ракету) – ключевым информационным элементом зенитной ракеты является радиолокационная головка самонаведения (РГС).

В РГС, как правило, используются либо классические моноимпульсные схемы построения радиолокационных устройств [1, 2, 3], либо схемы со скрытым сканированием (моноконические пеленгаторы) [4], формируемые из моноимпульсных устройств за счёт уплотнения пространственных каналов. Главной особенностью моноимпульсных систем является способность путём сравнения амплитуд или фаз сигналов, принятых с помощью специальной антенны, почти мгновенно определять угловые рассогласования объекта локации (цели) относительно равносигнального направления (РСН). Благодаря принципу многоканальности антенны в режиме приёма возможно мгновенное выделение угловых рассогласований, принятых пространственными каналами с отличающимися характеристиками, основанное на разности фаз или амплитуд. Такой принцип построения обеспечивает нечувствительность моноимпульсного радиолокатора к различным помехам, уводящим по направлению, если, конечно, они не вынесены за пределы геометрии цели.

Однако достоинство моноимпульсных радиолокационных устройств, заключающееся в мгновенности измерения угловых рассогласований, сразу же превращается в недостаток, как только речь идёт о помехах, которые, будучи поставлены из точек, вынесенных за геометрические размеры цели, искажают амплитудно-фазовое распределение электромагнитного поля на апертуре антенны. Такими помехами могут быть точечные по пространству помехи, спектральные составляющие которых полностью совпадают со спектром отражённого от цели сигнала, т. е. имитирующие помехи с полностью совпадающими параметрами (дальность, частота Доплера) или шумовые помехи (прямошумовая или модулированная).

Известные методы подавления помех [5], применяемые в радиолокационных устройствах с использованием дополнительных приёмных каналов, обеспечивают эффективную компенсацию шумовых помех по боковым лепесткам диаграмм направленности (ДН) антенн [6, 7]. Методы компенсации, основанные на использовании выборочных пространственно-временны́х оценок пространственной корреляционной матрицы, не обеспечивают подавления мощных имитирующих помех ввиду их сильной корреляции с полезным сигналом. Знание направления на источник помехи, действующий по боковым лепесткам, также не даёт возможности её скомпенсировать, т. к. значения комплексных характеристик направленности (ХН) боковых лепестков на практике трудно измерить. Кроме того, комплексные ХН всё время меняются в зависимости от внешних условий.

При компенсации помехи в основном лепестке результирующая комплексная ХН пространственного канала (суммарного, разностного или парциального) представляет собой взвешенную сумму комплексных ХН исходного и компенсационного каналов. При использовании для компенсации помех одного и того же канала во всех исходных пространственных каналах моноимпульсного пеленгатора (МИП) положение фазовых центров результирующих каналов изменяется так, что применение обычных методов моноимпульсной радиолокации приводит к искажениям пеленгационной характеристики (ПХ), так что теряется возможность измерения угловых рассогласований. В этом случае ПХ МИП теряет форму нечётной функции.

Цель данной работы – обосновать необходимость применения в ЗРК и ЗРС моноимпульсных радиолокационных систем обратного типа, которое позволит существенно повысить их помехоустойчивость и живучесть в условиях применения противорадиолокационных ракет.

В классических моноимпульсных системах угловая информация извлекается из мгновенных разностей амплитуд или фаз волн принятых сигналов, отражённых от объекта локации. Для этого формируются либо парциальные, либо суммарные и разностные диаграммы направленности (ДН) антенны, позволяющие после оптимальной обработки сигналов в приёмных трактах сравнить отклики оптимальных фильтров на предмет разностей фаз или амплитуд.

На современном этапе развития радиолокационной техники широко применяются схемы многоканальных радиолокационных систем (РЛС) с цифровыми приёмо-передающими модулями (ППМ), состоящими из аналогового приёмопередатчика, цифроаналогового (ЦАП) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП) (рис. 1).

В цифровой части методами прямого цифрового синтеза либо с помощью генерации числовых последовательностей заданной частоты формируются цифровые сигналы, преобразуемые в аналоговую форму с помощью ЦАП. Аналоговый сигнал усиливается и преобразуется на несущую частоту с помощью усилительно-преобразовательной цепочки передатчика (ПРД), а принятый сигнал усиливается и преобразуется на промежуточную частоту с помощью супергетеродинного приёмника (ПРМ). Для формирования гетеродинных и опорных частот используется блок задающих, гетеродинных и опорных сигналов (БЗГОС). Развязка между приёмником и передатчиком выполняется с помощью циркулятора (Ц) совместно со специальными устройствами коммутации из состава ПРД и ПРМ. На промежуточной частоте принятый сигнал преобразуется в цифровую форму с помощью АЦП и поступает в цифровую часть для дальнейшей обработки. При наличии многоканальной РЛС с цифровым формированием и обработкой сигнала можно реализовать другой принцип построения моноимпульсной системы, которую назовем обратной.

Под обратной моноимпульсной системой будем понимать такую радиолокационную систему, в которой сигнал излучается с помощью суммарной, разностных или парциальных (секторных) ДН, а принимается только суммарной ДН. Допустим, что система состоит из передающих каналов ( r =1,2. .R ), каждый из которых через диаграммообразующую схему (ДОС) формирует при излучении комплексную ХН , где

– фазовая ХН (рис.2).

Модель узкополосного зондирующего сигнала канала с номером r, для которого частотную характеристику антенны можно считать независимой от частоты, представим в виде:

– амплитуда излучаемого r-м каналом зондирующего сигнала, определяемая мощностью передатчика;

– комплексная огибающая зондирующего сигнала;

– комплексная огибающая зондирующего сигнала; – амплитудная модуляция зондирующего сигнала;

– длительность временно́го интервала зондирования канала с номером r (временной интервал между зондированием разных каналов при временно́м разделении каналов);

– несущая частота канала с номером r при частотном разделении каналов;

Сигнал, излученный r -м каналом моноимпульсной антенны, отражается от цели с координатами и принимается одновременно R' приёмными каналами ( r' =1,2. R' ) , преобразуется в их ППМ на промежуточные частоты, усиливается, затем преобразуется в цифровую форму в АЦП, переносится на нулевую частоту с помощью квадратурного цифрового преобразователя частоты вниз и подвергается фильтрации-децимации с шагом дискретизации Dt, после чего его можно представить в комплексном виде:

– пропорциональная энергии импульса амплитуда, получаемая на выходе фильтра-дециматора;

P – импульсная мощность передатчика;

G r – коэффициент усиления r -го канала на передачу;

G r' – коэффициент усиления r' -го канала на приём;

– эффективная поверхность рассеяния цели;

D ц(t)= D 0 – V t – дальность до цели;

D 0 – дальность до цели на момент начала зондирования каналом с номером 0;

V – радиальная скорость цели (при сближении берётся с отрицательным знаком);

– шум приёмника r'-го канала при зондировании r-м каналом.

Если допустить, что амплитуда отражённого сигнала A э( t )= A э постоянна за время зондирования (на самом деле она изменяется незначительно), то после оптимальной обработки сигнала (1) с помощью свёртки в согласованном фильтре с импульсной характеристикой длительностью K при получим отклики согласованного фильтра:

где – известная оценка радиальной скорости цели;

– значение отсчёта собственного шума на выходе согласованного фильтра в момент n = n ц.