Повышение эффективности импульсных источников питания

Как правило, в импульсных источниках питания (ИИП), работающих на высоких частотах, применяются малогабаритные пассивные компоненты, что приводит к росту коммутационных потерь в жестком режиме переключения. Чтобы снизить коммутационные потери при работе на высоких частотах переключения, были разработаны специальные методы мягкого переключения. Среди них самыми распространенными являются резонансные методы и методы переключения по нулевому напряжению.

Резонансные методы используют характерные особенности резонанса в конденсаторах и катушках индуктивности на протяжении всего периода переключения, что приводит к тому, что частота переключения начинает меняться в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки. Изменение частоты переключения, т.е. частотно-импульсная модуляция (PFM), затрудняет разработку ИИП, в составе которых имеются входные фильтры. Поскольку в фильтрах нет выходной катушки индуктивности, напряжение на выходных выпрямительных диодах не дает выбросов, что позволяет разработчикам выбирать низковольтные диоды. Однако при увеличении выходного тока отсутствие выходной катушки индуктивности приводит к повышению нагрузки на выходные конденсаторы, поэтому резонансные методы не подходят для схем с большими токами нагрузки и низкими выходными напряжениями.

С другой стороны, методы переключения по нулевому напряжению используют резонансные явления, возникающие между паразитными компонентами схем во время включения/выключения силовых ключей, т.е. в течение переходных процессов. Использование паразитных компонентов, например индуктивности рассеяния (leakage inductance) основного трансформатора и выходной емкости ключей, является одним из основных достоинств таких методов, поскольку они не требуют дополнительных внешних компонентов для реализации мягкого переключения. Кроме того, эти методы основаны на широтно-импульсной модуляции (ШИМ), поэтому схемы работают с фиксированной частотой переключения. Следовательно, реализованные на данном принципе системы проще для понимания, анализа и проектирования, чем резонансные методы.

Благодаря простой конфигурации и характеристикам переключения по нулевому напряжению (ZVS), асимметричные полумостовые ШИМ-преобразователи стали одними из самых популярных схем, основанных на методе переключения по нулевому напряжению. Пульсации выходного тока в них становятся настолько малы по сравнению с такими резонансными топологиями как LLC-преобразователи, что с ними легко справляется подобранный соответствующим образом выходной конденсатор. Простота анализа и разработки, а также выходная катушка индуктивности позволяют широко применять ШИМ-преобразователи в устройствах с большим током нагрузки и низким выходным напряжением, например в блоках питания для персональных компьютеров и серверах. Для работы с большими токами нагрузки во вторичной цепи часто используется синхронный выпрямитель, поскольку при этом потери проводимости становятся омическими, а не потерями на p-n-переходах. Намного проще создать драйвер для синхронного выпрямителя асимметричного полумостового ШИМ-преобразователя, чем разработать LLC-преобразователь. Кроме того, при работе с большими токами нагрузки для повышения эффективности использования основного трансформатора часто применяется удвоитель тока.

В этой статье рассмотрены основные характеристики асимметричных полумостовых ШИМ-преобразователей с удвоителем тока и синхронным выпрямителем. Приводятся также экспериментальные результаты, полученные для ассиметрично-регулируемых топологий, в которых используются силовые ключи.

Удвоитель тока широко используется в устройствах с низким выходным напряжением и большим током нагрузки. На рисунке 1 показана схема асимметричного полумостового ШИМ-преобразователя с удвоителем тока во вторичной цепи. Вторичная обмотка отводов не имеет, в то время как выходные катушки индуктивности представлены двумя небольшими катушками. Для повышения общей эффективности устройства используются синхронные выпрямители на МОП-транзисторах (SR) с низким RDS(ON). Удвоитель тока имеет следующий ряд преимуществ над обычными выпрямителями с отводом от средней точки.

Во-первых, постоянная составляющая тока намагничивания в них меньше или равна аналогичной составляющей в случае применения выпрямителя с отводом от средней точки, что позволяет использовать трансформатор с меньшим сердечником. Когда каждая из выходных катушек индуктивности берет на себя половину тока нагрузки, величина тока намагничивания трансформатора остается такой же, что и при использовании выпрямителя с отводом от средней точки. Ток намагничивания снижается, если выходные катушки индуктивности загружены неравномерно.

Во-вторых, среднеквадратическое (RMS) значение тока во вторичной обмотке меньше, чем при использовании выпрямителей с отводом от средней точки, поскольку через каждую выходную катушку индуктивности течет только половина тока нагрузки. Это дает возможность при одном и том же самом сердечнике и сечении провода использовать во вторичной обмотке низкую плотность тока.

В-третьих, обмотка сама по себе гораздо легче, чем обмотка выпрямителя с отводом от средней точки. Это довольно существенно, особенно для устройств с несколькими выходами, что связано с ограничением количества обмоток трансформатора.

В-четвертых, сигналы на затворы транзисторов SR поступают напрямую с выходов катушек индуктивности. Поскольку выходные катушки индуктивности содержат достаточно большое количество витков, в отличие от вторичной обмотки трансформатора, состоящей всего из нескольких витков, с их выходов можно легко снять напряжение в диапазоне 10…20 В для подачи на затворы транзисторов. Кроме того, разделение выходных катушек индуктивности позволяет сэкономить на стоимости больших сердечников. Благодаря перечисленным достоинствам преобразователи с удвоителями напряжения стали одной из самых популярных топологий для устройств с большим выходным током.

Рассмотрим рисунок 2 с режима 2, при котором происходит передача мощности в нагрузку. Поскольку в этом режиме транзистор S1 включен, на первичную обмотку трансформатора подается напряжение (Vin — VCb). Увеличение тока намагничивания im происходит со скоростью нарастания (Vin — VCb)/Lm. Поскольку транзистор SR2 выключен, скорость нарастания тока через LО1 зависит от напряжения, которое определяется путем вычитания напряжения на выходном конденсаторе VO из (Vin — VCb)/n. С другой стороны, ток через LO2, свободно протекающий через SR1, уменьшается со скоростью VO/LO2. В то время как две выходные катушки индуктивности делят ток нагрузки между собой, через транзистор SR1 течет весь ток нагрузки. Вторичная обмотка трансформатора поддерживает только ток iLO1, поэтому в первичной обмотке трансформатора появляется индуцированный ток iLO1/n, накладывающийся на ток намагничивания, сумма которых составляет ток в первичной обмотке ipri. На самом деле, из-за индуктивных утечек VT2 несколько ниже, чем показано на рисунке 2. Однако этот факт не рассматривается для упрощения анализа.

Когда S1 выключается, начинается режим 3 — режим восстановления. Поскольку выходная емкость транзистора S2 разряжается, напряжение VT1 уменьшается. И, в конце концов, когда напряжение на выходной емкости транзистора S2 становится равным VCb, напряжение VT1 обращается в нуль. В это время открывается диод транзистора SR2, поскольку на нем устраняется напряжение обратного смещения. Затем в этом режиме одновременно включаются оба транзистора SRs. Диод транзистора S2 открывается после того, как выходная емкость транзистора S2 полностью разрядится, а емкость транзистора S1 полностью зарядится. После того как оба транзистора SR включатся, через катушки начинают течь токи iLO1 и iLO2, а их скорости нарастания, соответственно, оказываются равными VO/LO1и VO/LO2, а напряжения vT1 и vT2 становятся равными нулю. Это приводит к быстрой смене полярности тока в первичной обмотке, поскольку напряжение VCb теперь прикладывается только к индуктивности рассеяния. Условия переключения по нулевому напряжению (ZVS) для транзистора S2 достигаются вслед за открытием диода транзистора S2, после чего транзистор S2 включается.

Продолжительность режима 2 равна:

Режим 4, еще один режим передачи мощности, начинается по окончании переключений между транзисторами SR. Приложенное напряжение к первичной обмотке трансформатора равняется VCb, ток намагничивания уменьшается со скоростью VCb/Lm, а скорость нарастания iLO2 равна (VCb/n — VO)/LO2. Ток другой катушки индуктивности отводится через транзистор SR2. Как видно из рисунка 2, больших пульсаций токов через выходные катушки удается избежать благодаря сдвигу фаз между ними. Поэтому в удвоителе тока могут быть использованы две меньшие катушки индуктивности по сравнению с мостовыми выпрямителями или выпрямителями с отводом от средней точки.

После выключения транзистора S2 начинается очередной режим восстановления — режим 1. Принцип его работы практически тот же, что и у режима 3, за исключением ZVS-условий. В режиме 1 напряжение VT1 обращается в нуль в момент, когда напряжение на выходной емкости транзистора S1 становится равным Vin — VCb. До этого момента ток нагрузки, протекающий через катушку индуктивности LO2, индуцируется в первичную обмотку трансформатора, что помогает достичь условий переключения ZVS. И, наоборот, начиная с этого момента, накопленная в индуктивности рассеяния энергия должна идти только на заряд и разряд выходной емкости ключей. Поскольку Vin — VCb, как правило, больше, чем VCb, достичь ZVS-условий для транзистора S1 гораздо труднее, чем для S2. Другие моменты можно проанализировать таким же образом, как и в режиме 3. Продолжительность режима 1 определяется следующим образом:

При помощи уравнений (1) и (2) можно рассчитать выходное напряжение:

где VSR — напряжение на МОП-транзисторе в режимах передачи мощности в нагрузку

Постоянную и переменную (пульсирующую) составляющие im можно описать следующими выражениями:

где ILO1 и ILO2 — постоянные составляющие токов выходных катушек индуктивности.

В этом разделе мы рассмотрим пример разработки блока питания персонального компьютера с выходным напряжением 12 В и током нагрузки 30 А. Поскольку входной сигнал, как правило, приходит со схемы коррекции коэффициента мощности (ККМ), диапазон входных напряжений не очень широк.

Разрабатываемое устройство имеет следующие характеристики:

– номинальное входное напряжение: 390 В постоянного тока;

– диапазон входного напряжения: 370

410 В постоянного тока;

– выходное напряжение: 12 В;

– выходной ток: 30 А;

– частота переключений: 100 кГц.

На рисунке 3 показана схема, соответствующая данным требованиям. Электрические особенности трансформатора описаны в таблице 1.

Таблица 1. Электрические характеристики основного трансформатора

600 мкГн (обычно)

Все остальные выводы открыты

Все остальные выводы замкнуты

На рисунках 4 и 5 показаны экспериментальные данные, полученные при работе преобразователя при номинальном входном напряжении и полной выходной мощности. На рисунке 4 показаны: напряжение на затворе транзистора S1, напряжения в первичной и вторичной обмотках основного трансформатора и ток в первичной цепи. Следует отметить, что эти данные хорошо согласуется с теоретическим анализом — это касается и ZVS-условий переключений. На рисунке 5 показаны токи в выходных катушках индуктивности и токи через транзисторы SR. Токи через выходные катушки индуктивности несбалансированы, что связано с коэффициентом заполнения и наличием паразитных компонентов. Это означает, что усредненный ток намагничивания в данном случае будет всегда меньше, чем в выпрямителях с отводом от средней точки [1].

На рисунке 6 показаны ZVS-переключения при различных условиях нагрузки. При этом отображены напряжения на стоке и на затворе нижнего ключа при разных мощностях нагрузки (20 и 30%).

1. Hong Mao, Songquan Deng, Yangyang wen, and Issa Batarseh, «Unified steady-state model and DC analysis of half-bridge DC-DC converters with current doubler rectifier,» APEC ‘04. Nineteenth Annual IEEE, Vol. 2, 2004, pp. 786—791.

2. Yu-Chieh Hung, Fu-San Shyu, Chih Jung Lin, and Yen-Shin Lai, «Design and implementation of symmetrical half-bridge DC-DC converter», The Fifth International Conference on PEDS 2003. Vol. 1, Nov. 2003 pp. 338—342.